DC/DC - 电流模式DC/DC变换器工作原理

本文主要解释了电流模式DC-DC变换器的工作原理,内容包括反馈信号,误差放大器,电流感应脱扣电压以及软起动在保持电压稳定的过程中分别起到的作用。

尽管下文使用的例子全部是Buck型变换器,这里分析的工作原理对于凡是工作在电流模式的变换器包括SEPIC,Cuk,Boost,Buck-Boost,Flyback都适用。
图1是一个典型的电流模式Buck变换器

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图 1

基础

在讨论关于误差放大器的内容前我们需要分析一下Buck变换器的工作过程。在最开始Q1导通,将电感的左端短接到VIN。电感中的电流线性地上升,直到电流检测电阻R4两侧的电压达到一个确定的值(通常在100mV左右)。之后Q1关断Q2导通,将电感的左侧短接到地,电感中的电流方向不变,大小随时间线性下降,将电能送入输出电容以及负载中。
更多细节在这篇文章中有进行讨论:Buck Converter Design

误差放大器(Error Amplifier)

图2是一个典型的Buck变换器的内部结构框图

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图 2

反馈引脚接到了误差放大器的负输入端,内部生成的0.8V参考电压接到了正输入端。反馈脚的电压上升将导致误差放大器输出端电压下降。
通过调节电流检测脱扣阈值(100mV),误差放大器的输出将起到限制电感峰值电流的作用。这个阈值设定引脚通常叫做ITH(电流阈值 I Threshold)
在开始阶段,输出电压为0,反馈引脚的电压为0。因为反馈引脚接在误差放大器的负输入端,此时运算放大器会输出一个比较高的电压(一般来说在2.4V左右)。我们之前说过误差放大器会通过某种方式调控电感中的电流,我们注意到误差放大器输出的高电平将电流脱扣阈值设置在了最高的水平(100mV),这样电感中的电流也就能达到最大的水平,流入输出电容的电流也达到最大水平,输出电压以最高速度上升。
(译注:可能讲的有些快,误差放大器的输出接到了电流比较器的一个输入端,当电流流经检测电阻Rsense,会在这个电阻上产生一个电压,这个电压被电流比较器捕捉并比较(没错,“电流比较器”比较的是电压),比较的结果送入控制逻辑,调节占空比,形成一个闭环系统)
输出电压超过所需值的时候,反馈脚被拉高,等于内部参考电压后(比如图1所用控制器中的0.8V)达到平衡。随着反馈脚电压上升,误差放大器的输出值下降,令电流检测脱扣阈值下降,比如从100mV降到50mV,约束了电感电流的大小,使得整个电路的电流减小。通过这种方式,我们可以逐渐平缓地把输出电容充到所需的电压,确保不会过冲。
如果缺少误差放大器机制,电流检测脱扣阈值保持在100mV,会在输出电容充电的过程中产生比较大的过冲,导致输出电压产生过冲。

图3是电流检测电压阈值-误差放大器输出电压的图表。如果忽略低负载的部分(Burst Mode和Pulse Skipping Mode),我们可以看到电流检测电压阈值和ITH基本是线性关系。

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图 3

(译注:关于Burst Mode和Pulse Skipping Mode:Burst Mode中文名叫“突发模式”,可能不同芯片生产商对这个的叫法不同。带有这个功能的芯片在低负载情况下不会每个时钟周期都开关一次MOS管,而是只有在输出电压明显低于预设电压时才会进行开关动作,或者说是连续工作几个周期之后停止工作,过一段时间再连续工作几个周期。这样的好处是,在负载较低的场合,这样做能明显降低开关损耗和静态损耗,对于极限功耗应用是至关重要的。Pulse Skipping Mode与之类似。每家常见的芯片生产商都会提供不少设计参考,应用文档,关于更详细的内容可以阅读这些文档)
如果突然接入一个负载(或者负载突然变大),输出电压会瞬间下降,反馈引脚的电压也会下降,那么误差放大器的输出电压就会上升,导致ITH上升,控制器会允许电感中的峰值电流达到更高的水平,达到电流检测阈值所“期望达到”的大小,更大电流流向输出电容,输出电压回升。
输出电容充满后,反馈引脚的电压会上升,造成误差放大器输出电压下降,控制电路产生的控制信号占空比下降,使电路保持在稳定状态。因为增加负载前后输出电压没有变化,占空比也不会改变,只有在电压从存在波动到稳定的过程中占空比会发生变化。
高侧MOSFET导通的时间增长时低侧MOSFET的导通时间会缩短,因为开关周期是确定的,这也就意味着比起增加负载之前,电感中电流下降部分的时间缩短,电感中的平均电流要高于增加负载之前。而增加的部分也就是新增添的负载所需要的电流。我们可以将电流模式DC-DC视作电压控制的电流源,“电压”指误差放大器的输出电压,这个电压通过调节ITH的大小控制了“电流”,也就是通过电感的峰值电流。
但是我们需要的是一个可控的电压,而不是电流呀…?
实际上确实是这样,电感的电流流入负载,形成了“输出电压”,该电压时刻被误差放大器监控着。一个不断变化的负载,不管是什么,总是可以用一个变化的电阻替换。虽然是电流源,电流加在电阻上产生一个电压,这个电压被误差放大器捕获并构成一个闭环的反馈系统,最后的效果就是输出电压恒定。

对于电压模式的变换器,因为控制器是通过改变占空比来保持电压稳定,占空比产生的效果在输出电容和电感的作用下被“平滑”化,这个电感电容网络具有改变反馈回路的相位的效果,如果相位改变过大,超过180°,会造成整个电路的不稳定乃至故障。电流模式控制器的一大优点就是,因为控制器检测的是流过电感的电流,反馈回路中不存在因为电感所造成的相位差的影响。而输出电容至多造成90°的相位差,因此稳定性上会好很多。

另一个主要的优点是电流模式DCDC比较容易并联,多个DC-DC变换器可以共享一个输出路径,只需要把每一个控制器的电流检测脚连接在一起(因此每个控制器都能探测到电流的变化),把每一个控制器的ITH引脚连接在一起(因此每个控制器的阈值设置都相同了)即可。

软起动(Soft Start)

软起动是误差放大器工作过程中非常重要的一部分,如果该控制器具有软起动的功能,在开始阶段误差放大器并非使用内部参考电压与输出电压进行比较,而是使用一个“软起动电容”上的电压作为实际参考电压。软起动引脚会输出一个恒定的电流,通过选择合式的软起动电容大小,我们可以控制该电容上的电压变化率,进而可以控制开始阶段输出电压上升的速度。
同时,因为这个机制可以在开始阶段把误差放大器的参考电压拉低,输入电流的大小也可以得到控制:当误差放大器因为参考电平被拉低,其输出的电压也较低,对应较低的ITH,控制电路会将电感电流约束在较低水平;随着软起动脚电压逐渐上升(电容充电),误差放大器的输出电压也会逐渐上升,电感的平均电流水平逐渐上升,使得输出电压也逐渐上升到设定的水平。
当软启动电容的电压上升到和内部参考电压一致的水平后,内部参考电压成为实际的参考电压。

图4是一个改良版的图1电路,意在展示使用外加电压替代误差放大器输出电压后的效果,以及在电路达到稳定后突然接入负载所产生的影响

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图 4

运行这个模拟,我们可以看到如图5所示在开始阶段输出电压(V[out])线性上升,受控于软启动电容上的电压(V[ss])。与之类似的,电流检测电阻上的峰值电压(V[SNS+, OUT])也是随着软启动电容电压上升而线性上升。

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图 5

为了验证误差放大器对电路的调控机理,在图4所示电路中我们在这部分电路达到稳定后强制将一个电压输进ITH引脚。
V3设为500mV,在1.5ms时刻,S1关断,将ITH引脚强制拉到500mV。这样做是将电流检测阈值设置到了最大值,限制了峰值电感电流,因为负载没有变化,更少的电流流出意味着更低的输出电压。
在2ms时刻,S1打开,电路恢复到正常工作状态,然而因为电路的软起动过程已经结束(此时误差放大器的参考电压为内部参考电压),没有什么东西限制误差放大器的输出大小,所以误差放大器的输出电压为最大值,电流检测阈值也保持在最大值,电流骤然上升,不再受软起动机制的限制了。
在2.5ms,M1导通,把负载接入,输出电压以及与输出电压相关的反馈脚电压会大幅下降。误差放大器的输出电压上升,令电流检测阈值上升,更多电流流入输出电容中,输出电容的电压恢复到设定水平

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图 6

该电路的LTspice模拟文件可以在这里下载:

Current Mode dc/dc converter